Ajari Anda 6 keterampilan desain catu daya
01 Ferrite Magnetic Amplifier di Catu Daya Flyback
Untuk catu flyback keluaran ganda dengan daya nyata pada kedua keluaran (5V 2A dan 12V 3A, keduanya diatur oleh ± 5 persen ), ketika tegangan mencapai 12V, ia masuk ke kondisi beban nol dan tidak dapat Menyesuaikan dalam batas 5 persen. Regulator linier adalah solusi yang layak, tetapi masih belum ideal karena biayanya yang tinggi dan hilangnya efisiensi.
Solusi yang kami sarankan adalah menggunakan penguat magnetik pada output 12V, bahkan topologi flyback dapat digunakan. Untuk mengurangi biaya, disarankan untuk menggunakan penguat magnet ferit. Namun, sirkuit kontrol penguat magnetik ferit berbeda dari bahan loop histeresis persegi panjang tradisional (bahan permeabilitas magnetik tinggi). Sirkuit kontrol ferit (D1 dan Q1) menenggelamkan arus untuk mempertahankan daya pada output. Sirkuit ini telah diuji secara menyeluruh. Gulungan transformator dirancang untuk keluaran 5V dan 13V. Sirkuit ini bahkan dapat mencapai daya input sub-1W (5V 300mW dan beban nol 12V) sekaligus mencapai regulasi ±5 persen dari output 12V.
02 Gunakan sirkuit linggis busur yang ada untuk memberikan perlindungan arus berlebih
Pertimbangkan suplai flyback 5V 2A dan 12V 3A. Salah satu spesifikasi utama catu daya ini adalah overpower protection (OPP) pada keluaran 5V saat keluaran 12V tidak mencapai beban atau beban yang sangat ringan. Kedua keluaran menghadirkan persyaratan pengaturan voltase ±5 persen.
Untuk solusi umum, penggunaan resistor sensor menurunkan kinerja lintas regulasi, dan sekering menjadi mahal. Namun, sirkuit linggis untuk perlindungan tegangan lebih (OVP) sekarang tersedia. Sirkuit ini mampu memenuhi persyaratan pengaturan tegangan dan OPP, yang dapat dicapai dengan menggunakan sirkuit linggis busur parsial.
R1 dan VR1 membentuk preload aktif pada keluaran 12V, yang memungkinkan pengaturan 12V saat keluaran 12V dimuat ringan. Ketika output 5V dalam kondisi overload, tegangan pada output 5V akan turun. Dummy load menarik banyak arus. Penurunan tegangan pada R1 dapat digunakan untuk merasakan arus besar ini. Q1 menyala dan memicu sirkuit OPP.
03 Regulator shunt aktif dan preload
Flyback saat ini merupakan topologi paling populer di bidang switching produk catu daya dari AC tegangan rendah ke DC tegangan rendah. Alasan utama untuk hal ini adalah keefektifan biaya yang unik dalam menyediakan beberapa voltase keluaran hanya dengan menambahkan belitan tambahan ke sekunder trafo.
Biasanya, umpan balik berasal dari keluaran dengan persyaratan toleransi keluaran yang paling ketat. Output ini kemudian menentukan lilitan per volt untuk semua belitan sekunder lainnya. Karena efek induktansi bocor, output tidak selalu dapat mencapai pengaturan silang tegangan output yang diinginkan, terutama jika output tertentu dapat dibongkar atau dibebani dengan sangat ringan karena output lainnya terisi penuh.
Post-regulator atau dummy load dapat digunakan untuk mencegah tegangan pada keluaran naik dalam kondisi seperti itu. Namun, karena meningkatnya biaya dan berkurangnya efisiensi post-regulator atau dummy load, mereka belum cukup menarik, terutama dalam beberapa tahun terakhir untuk konsumsi daya input tanpa beban dan/atau siaga di banyak aplikasi konsumen. Di bawah kondisi persyaratan regulasi yang semakin ketat, desain ini mulai terbengkalai. Regulator shunt aktif yang ditunjukkan pada Gambar 3 tidak hanya menyelesaikan masalah pengaturan voltase, tetapi juga meminimalkan dampak biaya dan efisiensi.
Rangkaian bekerja sebagai berikut: Ketika kedua output berada dalam pengaturan, resistor pembagi R14 dan R13 transistor bias Q5, yang membuat Q4 dan Q1 mati. Di bawah kondisi pengoperasian ini, arus melalui Q5 bertindak sebagai preload kecil pada output 5V.
Perbedaan standar antara output 5V dan output 3.3V adalah 1.7V. Ketika beban membutuhkan arus tambahan dari keluaran 3.3V tanpa peningkatan arus beban yang sama dari keluaran 5V, tegangan keluaran akan meningkat dibandingkan dengan keluaran 3.3V. Dengan perbedaan voltase lebih dari sekitar 100 mV, Q5 akan dibiaskan, menyalakan Q4 dan Q1 dan membiarkan arus mengalir dari output 5V ke output 3.3V. Arus ini akan menurunkan tegangan pada keluaran 5V, mengurangi perbedaan tegangan antara kedua keluaran.
Jumlah arus di Q1 ditentukan oleh perbedaan tegangan pada dua output. Oleh karena itu, rangkaian dapat mengatur kedua keluaran terlepas dari pemuatannya, bahkan dalam skenario terburuk di mana keluaran 3.3V terisi penuh dan keluaran 5V diturunkan. Q5 dan Q4 dalam desain memberikan kompensasi suhu karena perubahan suhu VBE di setiap transistor saling membatalkan. Dioda D8 dan D9 tidak diperlukan tetapi dapat digunakan untuk mengurangi disipasi daya di Q1, menghilangkan kebutuhan untuk menambahkan heat sink pada desain.
Sirkuit hanya merespons perbedaan relatif antara dua voltase dan sebagian besar tidak aktif pada kondisi beban penuh dan ringan. Karena regulator shunt terhubung dari output 5V ke output 3.3V, rangkaian dapat mengurangi disipasi aktif sebesar 66 persen dibandingkan dengan regulator shunt yang diarde. Hasilnya adalah efisiensi tinggi pada beban penuh dan konsumsi daya rendah dari beban ringan hingga tanpa beban.
04 Catu Daya Switching Input Tegangan Tinggi Menggunakan StackFET
Peralatan industri yang beroperasi pada AC tiga fasa seringkali membutuhkan tahap daya tambahan yang dapat menyediakan DC tegangan rendah yang diatur untuk rangkaian analog dan digital. Contoh aplikasi tersebut termasuk penggerak industri, sistem UPS, dan pengukur energi.
Spesifikasi untuk jenis catu daya ini jauh lebih ketat daripada yang diperlukan untuk sakelar standar yang tersedia. Tidak hanya tegangan input yang lebih tinggi dalam aplikasi ini, tetapi peralatan yang dirancang untuk aplikasi tiga fase di lingkungan industri juga harus mentolerir fluktuasi yang sangat luas—termasuk waktu penurunan yang diperpanjang, lonjakan daya, dan hilangnya satu atau lebih fase sesekali. Selain itu, rentang voltase input yang ditentukan untuk suplai tambahan ini dapat seluas 57 VAC hingga 580 VAC.
Merancang catu daya switching jarak jauh seperti itu bisa menjadi tantangan, terutama karena tingginya biaya MOSFET tegangan tinggi dan keterbatasan jangkauan dinamis loop kontrol PWM tradisional. Teknologi StackFET memungkinkan kombinasi MOSFET bertegangan rendah terukur 600V yang murah dan pengontrol catu daya terintegrasi dari Integrasi Daya, memungkinkan desain sederhana dan murah untuk mengalihkan catu daya yang mampu beroperasi pada rentang tegangan input yang lebar.
Rangkaian bekerja sebagai berikut: Arus pada input rangkaian dapat berasal dari sistem tiga-kawat atau empat-kawat tiga fase, atau bahkan dari sistem satu fase. Penyearah tiga fase terdiri dari dioda D1-D8. Resistor R1-R4 menyediakan pembatas arus lonjakan. Jika resistor fusible digunakan, resistor ini dapat dilepas dengan aman selama gangguan tanpa memerlukan sekering terpisah. Filter pi terdiri dari C5, C6, C7, C8, dan L1 untuk menyaring tegangan DC yang diperbaiki.
Resistor R13 dan R15 digunakan untuk menyeimbangkan tegangan antara kapasitor filter input. Ketika MOSFET di dalam sakelar terintegrasi (U1) menyala, sumber Q1 akan ditarik rendah, R6, R7, dan R8 akan memberikan arus gerbang, dan kapasitansi persimpangan dari VR1 ke VR3 akan menyala Q1. Dioda Zener VR4 digunakan untuk membatasi tegangan sumber gerbang yang diterapkan ke Q1. Ketika MOSFET di U1 mati, tegangan drain maksimum U1 dijepit oleh jaringan penjepit 450 V yang terdiri dari VR1, VR2 dan VR3. Ini membatasi tegangan pengurasan U1 hingga kira-kira 450 V.
Tegangan tambahan apa pun di ujung belitan yang terhubung ke Q1 akan diterapkan ke Q1. Desain ini secara efisien mendistribusikan tegangan DC masukan total yang diperbaiki dan tegangan flyback antara Q1 dan U1. Resistor R9 digunakan untuk membatasi osilasi frekuensi tinggi selama switching, dan jaringan penjepit VR5, D9 dan R10 digunakan untuk membatasi tegangan puncak pada primer akibat kebocoran induktansi selama interval flyback.
Perbaikan output disediakan oleh D1. C2 adalah filter keluaran. L2 dan C3 membentuk filter sekunder untuk mengurangi riak switching pada output.
VR6 menyala ketika tegangan output melebihi penurunan tegangan total dioda optocoupler dan VR6. Perubahan tegangan keluaran menyebabkan perubahan aliran arus melalui dioda optocoupler di U2, yang pada gilirannya mengubah aliran arus melalui transistor di U2B. Ketika arus ini melebihi arus ambang pin FB U1, siklus berikutnya dihambat. Regulasi output dapat dicapai dengan mengontrol jumlah siklus aktifkan dan nonaktifkan. Setelah siklus switching dihidupkan, siklus berakhir ketika arus naik ke batas arus internal U1. R11 digunakan untuk membatasi arus yang melalui optocoupler selama beban transien dan untuk menyesuaikan gain loop umpan balik. Resistor R12 digunakan untuk membiaskan dioda Zener VR6.
IC U1 (LNK 304) memiliki fungsi bawaan sehingga rangkaian terlindungi dari kehilangan sinyal umpan balik, hubung singkat pada keluaran dan kelebihan beban. Karena U1 ditenagai langsung dari pin DRAIN-nya, tidak diperlukan belitan bias tambahan pada trafo. C4 digunakan untuk menyediakan decoupling suplai internal.
05 Pemilihan dioda penyearah yang baik dapat menyederhanakan dan mengurangi biaya rangkaian filter EMI pada konverter AC/DC
Rangkaian ini dapat menyederhanakan dan mengurangi biaya rangkaian filter EMI pada konverter AC/DC. Untuk membuat catu daya AC/DC sesuai dengan EMI, diperlukan penggunaan sejumlah besar komponen filter EMI seperti kapasitor X dan Y. Sirkuit input standar untuk catu daya AC/DC menyertakan penyearah jembatan untuk menyearahkan voltase input (biasanya 50-60 Hz). Karena ini adalah tegangan input AC frekuensi rendah, dioda standar seperti dioda seri 1N400X dapat digunakan, juga karena ini paling murah.
Perangkat filter ini digunakan untuk mengurangi EMI yang dihasilkan oleh catu daya agar sesuai dengan batas EMI yang dipublikasikan. Namun, karena pengukuran yang digunakan untuk merekam EMI hanya dimulai pada 150 kHz, dan frekuensi voltase saluran AC hanya 50 atau 60 Hz, waktu pemulihan balik dari dioda standar (lihat Gambar 5-1) yang digunakan dalam penyearah jembatan adalah relatif lambat. panjang dan biasanya tidak terkait langsung dengan generasi EMI.
Namun, rangkaian filter input di masa lalu terkadang menyertakan kapasitor secara paralel dengan penyearah jembatan untuk menekan bentuk gelombang frekuensi tinggi yang disebabkan oleh perbaikan tegangan input frekuensi rendah.
Kapasitor ini tidak diperlukan jika dioda pemulihan cepat digunakan dalam penyearah jembatan. Ketika tegangan melintasi dioda ini mulai terbalik, mereka pulih dengan sangat cepat (lihat Gambar 5-2). Hal ini mengurangi eksitasi induktif saluran nyasar di saluran input AC dengan mengurangi bunyi mematikan frekuensi tinggi dan EMI berikutnya. Karena 2 dioda dapat melakukan setiap setengah siklus, hanya 2 dari 4 dioda yang membutuhkan tipe pemulihan cepat. Demikian juga, hanya satu dari dua dioda yang melakukan setiap setengah siklus yang perlu memiliki karakteristik pemulihan yang cepat.
Tegangan input dan bentuk gelombang arus menunjukkan dioda jepret pada akhir pemulihan balik.
06 Gunakan Soft-Start untuk Nonaktifkan Output Berbiaya Rendah untuk Mengandung Lonjakan Saat Ini
Untuk memenuhi spesifikasi daya siaga yang ketat, beberapa catu daya multi-output dirancang untuk memutuskan output saat sinyal siaga aktif.
Biasanya, ini dilakukan dengan mematikan transistor bipolar bypass seri (BJT) atau MOSFET. Untuk output arus rendah, BJT dapat menjadi alternatif yang cocok dan lebih murah untuk MOSFET jika transformator daya dirancang dengan mempertimbangkan penurunan tegangan ekstra pada transistor.
